Как очень просто удвоить частоту импульсов

nedoPC.org

Это создать импульсы по фронту и спаду входящей последовательности.

Если ввести большую задержку в этой схеме:

Attachment:

aO8G3.gif [ 2.61 KiB | Viewed 12187 times ]

то трюк можно повторить и умножить на 4, 8. хотя импульсы не будут по виду меандром.

Но вот как умножить частоту на 3? Я, честно говоря, не представляю и нигде не нашел этого.

Современные методы с PLL для процессора не подходят в силу их инерционности.

Attachment:

MulFr1.gif [ 7.58 KiB | Viewed 12187 times ]

_________________
iLavr
AndrejKulikov

Joined: 07 Mar 2018 23:17
Posts: 315
Location: Россия, Москва
Простой удвоитель частоты:
Attachment:

FriquencyDubling.JPG [ 59.01 KiB | Viewed 12148 times ]

Загрузить Circuit Simulator с моделью.
Длительность импульсов можно увеличить добавляя пары инверторов.

Supreme God

Joined: 21 Oct 2009 08:08
Posts: 7777
Location: Россия
Джентльмены, я рад, что вы тоже знаете, как умножить частоту на 2, 4, . и т.п.
Lavr wrote:
Это создать импульсы по фронту и спаду входящей последовательности.

Остается лишь открытым вопрос:
Lavr wrote:
Но вот как умножить частоту на 3?

P.S. И что-то мне нигде не попалась информация, что современные микропроцессоры умножают
тактовую частоту для ядра методом PLL (ФАПЧ по нашему). Для этого на выводах процессора должен
висеть хотя бы один интегрирующий конденсатор, а я такого не встречал. Можно точную ссылку?

_________________
iLavr

Joined: 05 Nov 2008 19:47
Posts: 287
Location: 81.28.208.238

Как-то тоже задумывался этим вопросом —
хотел поднять скорость ВВ51 с 9600 до 14400
Надо было умножить 2Мгц на 1.5.
Придумал, что можно умножить на 3, а потом поделить на 2.
А вот как умножить на 3 кроме как ФАПЧ ничего в голову не пришло.
Но 2МГц для 561ГГ1 сильно много.

Наверное можно умножить на 2 а потом одновибраторами сформировать
еще один импульс. что-бы получилось 3 штуки.
Или умножить на 4 и чем-то типа 155ИЕ8 убрать каждый 4-ый импульс.
Останется 3 импульса.
Конечно на меандр это уже будет непохоже.
Можно еще умножить на 8, и так-же убрать каждый четвертый импульс.
А потом поделить на 2 — будет немного лучше.

Supreme God

Joined: 21 Oct 2009 08:08
Posts: 7777
Location: Россия

Я честно просмотрел очень много информации сам, прежде, чем задать здесь этот вопрос.

И как умножить на 3 даже близко не нашел (PLL пока не учитываем).

Но постоянно попадалась фраза из всяких книжек: «процессор умножает частоту шины на три. «

Хотя. процессоры могут умножать и на дробные коэффициенты 2.5 . 7.5 и т.п.

_________________
iLavr
Supreme God

Joined: 21 Oct 2009 08:08
Posts: 7777
Location: Россия

Задал вопрос чуть иначе, впрочем и сам Гугл мне подсказал: what is cpu frequency multiplier.

Действительно, это PLL: CPU multiplier

In computing, the clock multiplier (or CPU multiplier or bus/core ratio) sets the ratio of an internal CPU clock rate to the externally supplied clock. A CPU with a 10x multiplier will thus see 10 internal cycles (produced by PLL-based frequency multiplier circuitry) for every external clock cycle.

Ну да, а иначе дробные коэффициенты трудно получить.

Странно. Я знал, что PLL применяют в FPGA, а вот что внутри CPU применяют
PLL — я не знал.

Но всё же мне почему-то кажется, что умножить частоту на 3 можно и без PLL.

_________________
iLavr
AndrejKulikov

Joined: 07 Mar 2018 23:17
Posts: 315
Location: Россия, Москва

Простой удвоитель частоты в области максимальных частот
Так как симуляторы Atanua и Circuit Simulator не очень наглядно работают в области максимальных частот логических элементов, то, для большей наглядности, был использован Circuit Simulator Viewer собственной разработки на Turbo Basic 1.0. При этом, Circuit Simulator v.1.6i использовался в качестве редактора схемы, а для симуляции использовался Circuit Simulator Viewer собственной разработки на Turbo Basic 1.0 с собственными алгоритмами. Для просмотра использовался DOSBox 0.74, но в крайнем случае можно обойтись и без него:

Attachment:

FREQDUB.JPG [ 30.5 KiB | Viewed 12017 times ]
Attachment:
FREQDUB.rar [26.77 KiB]
Downloaded 376 times

В архиве:
FREQDUB — код модели простого удвоителя частоты в Circuit Simulator v.1.6i
FREQDUB.EXE — программа Circuit Simulator Viewer для просмотра модели FREQDUB

Last edited by AndrejKulikov on 17 Aug 2018 09:31, edited 1 time in total.

Joined: 01 Oct 2007 10:30
Posts: 666
Location: Ukraine

По мне умножители на рысупихе в топку. Купить кварц на заданную частоту и возбудить двумя (одним) элементом схемы. А всякие глитчи и подобные схемы, мне даже не смешно. Эту хрень конечно можно применить, ну не вспомню где.

Чего то вспомнилось из практики ОРИОН-Z80 карта. Там тоже такой подход применили. Из чего я сделал вывод 555 самая глюченая серия. Так что используйте цифровые микрухи по назначению

_________________
Эмулятор OrionEXT:
http://www.orion-ext.narod.ru
Supreme God

Joined: 21 Oct 2009 08:08
Posts: 7777
Location: Россия
Lavr wrote:
Но всё же мне почему-то кажется, что умножить частоту на 3 можно и без PLL.

Я подумал, что порешать это можно синхронизацией на гармонике, для этого и искал
схему генератора с ударным возбуждением.

Сделать так, пожалуй, и можно, только есть одно «но«: частота синхронизированного генератора
будет фиксированна, а частота синхронизирующего жестко на неё завязана.

То есть, если мы получим синхронизацию 1 МГц -> 3 МГц, то 2 МГц -> 6 МГц при той же схеме
работать уже не будет. Так что «некавайный» способ с синхронизацией.

_________________
iLavr

Joined: 21 Aug 2018 07:39
Posts: 162
Location: Кемеровская обл.

Заказал у восточных братьев мешок ics501m. К моему стыду больше года лежат, так и не опробовал.
В даташите табличка множителей 4X 5.3125X 5X 6.25X 2X 3.125X 6X 3X 8X.
Множитель выбирается тупо уровнем 0, 1 или М на паре ног.
Надеюсь в тему.

Supreme God

Joined: 21 Oct 2009 08:08
Posts: 7777
Location: Россия
Icer wrote:
Заказал у восточных братьев мешок ics501m.
.
Надеюсь в тему.

Возможно, и в тему, смотря как они внутри работают: ICS501 – Integrated PLL Clock Multiplier.
Значит, уже проехали эту тему.

Остался интерес умножить частоту на 3 без PLL .

И, если посмотреть, как соотносятся между собой сигналы 1 : 3,

Attachment:

1_3.gif [ 1.79 KiB | Viewed 11857 times ]

то кажется, что это должно быть не так уж и сложно.
По крайней мере по фазе синхронизация подходит.
Нужен лишь импульс «в провале» и «провал» посреди импульса.

_________________
iLavr

Joined: 21 Aug 2018 07:39
Posts: 162
Location: Кемеровская обл.

Множитель 3х выглядит не так страшно в сравнении с 5.3125 6.25 3.125
в шите на блоксхеме микрухи в блоке PLL указана ROM
возможно в ней содержатся «сэмплы» для управления блоками «микширования» или чем то подобным
может в эту сторону копать?

Supreme God

Joined: 21 Oct 2009 08:08
Posts: 7777
Location: Россия
Icer wrote:
Множитель 3х выглядит не так страшно в сравнении с 5.3125 6.25 3.125

Да PLL накрутит легко любой делитель, это же просто отдельный генератор, управляемый напряжением,
вырабатываемым из соотношения фаз задающего и генерируемого сигналов.
Вот же его простая схема в старте топика:

А множитель 3х выглядит не страшно, а заманчиво и интересно, для реализации без PLL.

_________________
iLavr

Joined: 21 Aug 2018 07:39
Posts: 162
Location: Кемеровская обл.

Извиняюсь. Рассматривал тему с практической точки зрения. Не сразу понял, что вы ищите само решение, а не «черный ящик» в виде готовой микрушки.
После приобретения циклона 4 вопрос про PLL сам собой отпал. А мысли как оно работает даже не возникло.
Сразу погрустнело от такой халатности.

Каталог радиолюбительских схем

В радиолюбительской практике нередки случаи, когда требуется умножитель входной частоты импульсной последовательности на постоянный коэффициент, в частности удвоитель частоты. Так, в автомобильном тиристорном блоке электронного зажигания с импульсным накоплением энергии удвоитель частоты позволяет использовать трансформатор меньших габаритов, в цифровом тахометре при низкой частоте вращения вала двигателя он позволяет уменьшить время счета и т. п.

Такие удвоители, срабатывающие по фронту и по спаду входных импульсов, реализуют обычно с применением логических элементов ИСКЛЮЧАЮЩЕЕ ИЛИ. Описываемый ниже удвоитель собран на более распространенных элементах ИЛИ-НЕ и И-НЕ. В нем предусмотрена возможность раздельного регулирования длительности выходных импульсов при срабатывании как по фронту, так и по спаду входного импульса высокого уровня. Форма входных импульсов может быть любой, однако предпочтительнее прямоугольная, с крутыми фронтом и спадом. Амплитуда импульсов должна соответствовать логическим уровням применяемых микросхем (обычно в пределах допуска на напряжение питания).

На рис. 1 показана схема удвоителя на двух элементах ИЛИ-НЕ, а на рис. 2 — графики напряжения в его характерных точках. В начальный момент конденсатор С1 разряжен, а С2 — заряжен почти до Uпит При появлении входного импульса высокого уровня конденсатор С1 заряжается через резистор R1, а С2 — быстро разряжается через диод VD2 и выход элемента DD1.1.

При уменьшении напряжения UC2 до порогового уровня Uпор на выходе элемента DD1.2 появляется импульс высокого уровня, оканчивающийся в момент увеличения напряжения UC1 до порогового. Таким образом, продолжительность выходного импульса определяется разницей между временем зарядки tзар конденсатора С1 и временем разрядки С2 (время задержки tзар элемента можно не учитывать ввиду его относительной малости).

Прямое сопротивление диода и сопротивление открытого входа элемента малы, поэтому в большинстве случаев ими можно тоже пренебречь. В результате длительность т_вых при срабатывании по фронту входного импульса равна примерно 0,7R1 С1 Uпор = 0.5Uпит.

При спаде входного импульса конденсатор С1 разряжается через диод VD1 и выход входного формирователя (или контакты S1 переключателя, показанные на рис. 1 штриховыми линиями), а конденсатор С2 заряжается через резистор R2. Длительность т_вых при срабатывании по спаду входного импульса равна 0.7R2C2.

Удвоитель на двух элементах И-НЕ (К561ЛА7) отличается от описанного тем, что диоды в нем включены в обратном направлении. Длительность выходных импульсов при срабатывании по фронту и по спаду входного импульса высокого уровня определяется соответственно постоянными времени цепей R2C2 и R1C1. При R1=R2=680 кОм и С1=С2=1000 пф длительность выходных импульсов низкого уровня равна 500 мкс.

При работе удвоителя от механических контактов длительность выходного импульса должна превышать длительность их “дребезга”, иначе возможны сбои. Из-за разницы значений времени зарядки и разрядки конденсаторов (могут отличаться в 10. 1000 раз) после первого же переключения логический элемент останется в этом состоянии до конца выходного импульса.

Времязадающие конденсаторы можно подключать не к минусовому, а к плюсовому проводу питания. При этом фазы зарядки и разрядки конденсаторов меняются местами, а графики напряжения остаются без изменений.

Удвоители можно соединять последовательно, тогда выходная частота будет в 2 n раз больше входной (n — число удвоителей). Постоянная времени каждого последующего удвоителя должна быть вдвое меньше, чем предыдущего.

Удвоители могут быть реализованы на микросхемах структуры КМОП серий К176, К561, 564. Диоды — маломощные кремниевые импульсные с малым обратным током, например, серий КД520-КД522. Времязадающие конденсаторы — керамические КМ6 или аналогичные.

Описанный удвоитель можно реализовать и на микросхемах ТТЛ. При использовании элементов ИЛИ-НЕ Времязадающие резисторы следует исключить. Конденсаторы будут заряжаться через входное сопротивление Rвх логического элемента, равное 2,8. 40 кОм в зависимости от серии микросхемы, а разряжаться — через диод и открытый выход элемента. Длительность выходных импульсов высокого уровня определяет емкость соответствующего конденсатора — примерно 0,33RвхC. Диоды следует применять германиевые, с малыми прямым напряжением и обратным током , например, серий Д9, Д310, ГД402.

Удвоитель на элементах И-НЕ (рис. 3) по схеме и работе не отличается от его прототипа на элементах структуры КМОП, Однако этому варианту присущи недостатки. Так, конденсатор заряжается через выход элемента, выходное сопротивление которого в состоянии 1 в несколько раз больше, чем в состоянии 0. Сопротивление времязадающего резистора должно быть больше выходного сопротивления элемента, но не должно превышать 0,2Rвх. В результате снижается интервал изменения длительности т_вых, повышается время задержки и, как следствие, ухудшаются четкость переключения элемента и защита от “дребезга” контактов.

Длительность выходных импульсов низкого уровня удвоителя — (1,1. 1,2) RC. Графики напряжения в характерных точках удвоителя на элементах И-НЕ показаны на рис. 4.

г. Харьков, Украина

РАДИО № 9, 1993 г., с. 39.

© Каталог радиолюбительских схем

Все права защищены. Радиолюбительская страница.
Перепечатка разрешается только с указанием ссылки на данный сайт.

Пишите нам. E-mail: irls@yandex.ru или irlks@mail.ru. Я радиолюбитель

ПОВЫШЕНИЕ ТОЧНОСТИ И НАДЕЖНОСТИ ИЗМЕРЕНИЯ РАЗНОСТИ ФАЗ Текст научной статьи по специальности «Электротехника, электронная техника, информационные технологии»

Аннотация научной статьи по электротехнике, электронной технике, информационным технологиям, автор научной работы — Жмудь Вадим Аркадьевич, Семибаламут Владимир Михайлович, Димитров Любомир Ванков

Измерения разностей фаз электрических сигналов чрезвычайно важно для метрологии . Наиболее точные из измерений — это электрические измерения, а наиболее точные из электрических измерений — это измерения частоты. Действительно, такие измерения ранее осуществлялись методом подсчета количества импульсов за единицу времени, и этот метод был наиболее надежен, меньше подвержен действию помех и иных видов искажений при обработке, передаче на расстояние и преобразовании такого сигнала в сравнении со всеми другими электрическими измерениями. Поэтому традиционно наиболее точные датчики неэлектрических величин стремились сделать на основе устройств, преобразующих эти величины в частоту. Лазерные методы измерений принципиально построены также на этом принципе, в них измеряемые величины преобразуются в приращения частот или фаз. Измерения фазовых соотношений — это новый, более высокий уровень по точности , в сравнении с измерениями частоты. Традиционные методы фазовых измерений уже недостаточно точны, поэтому крайне актуальна разработка новых методов, основанных на иных принципах. В статье детально рассматривается новый метод измерения разностей фаз с высшей точностью . Этот метод иллюстрируется на примерах сигналов, полученных методом численного моделирования .

i Надоели баннеры? Вы всегда можете отключить рекламу.

Текст научной работы на тему «ПОВЫШЕНИЕ ТОЧНОСТИ И НАДЕЖНОСТИ ИЗМЕРЕНИЯ РАЗНОСТИ ФАЗ»

Повышение точности и надежности измерения разности фаз

Вадим А. Жмудь1-2, Владимир М. Семибаламут3, Любомир В. Димитров4 1 Институт лазерной физики СО РАН, Россия; ъСибирское отделение геофизической службы СО РАН, Россия; НГТУ, Россия; 4Технический университ Софии, Болгария

Аннотация: Измерения разностей фаз электрических сигналов чрезвычайно важно для метрологии. Наиболее точные из измерений — это электрические измерения, а наиболее точные из электрических измерений — это измерения частоты. Действительно, такие измерения ранее осуществлялись методом подсчета количества импульсов за единицу времени, и этот метод был наиболее надежен, меньше подвержен действию помех и иных видов искажений при обработке, передаче на расстояние и преобразовании такого сигнала в сравнении со всеми другими электрическими измерениями. Поэтому традиционно наиболее точные датчики неэлектрических величин стремились сделать на основе устройств, преобразующих эти величины в частоту. Лазерные методы измерений принципиально построены также на этом принципе, в них измеряемые величины преобразуются в приращения частот или фаз. Измерения фазовых соотношений — это новый, более высокий уровень по точности, в сравнении с измерениями частоты. Традиционные методы фазовых измерений уже недостаточно точны, поэтому крайне актуальна разработка новых методов, основанных на иных принципах. В статье детально рассматривается новый метод измерения разностей фаз с высшей точностью. Этот метод иллюстрируется на примерах сигналов, полученных методом численного моделирования

Ключевые слова: измерение разности фаз, цифровая обработка сигналов, моделирование, фазометр, метрология, погрешность, точность, шумы измерений, модуляция, смещение, помеха

В метрологии крайне актуально измерения частот [1-21]. Ранее измерения частот осуществляли путем подсчета количества импульсов за единицу времени. Ясно, что при достаточно большом времени измерения можно насчитать сколь угодно большое количество импульсов измеряемой частоты, поэтому частоту можно измерять с очень высокой точностью. Этот метод позволяет измерять лишь среднюю частоту. Часто бывает

необходимо измерять текущее значение частоты, то есть среднюю частоту на очень малых интервалах. В этом случае простой подсчет количества импульсов за интервал времени уже не позволяет осуществить достаточно точное измерение.

Измерение разностей фаз двух сигналов сложней, но дает более точные результаты. Также зачастую требуется измерение фазовых соотношений между несколькими парами сигналов, но эта задача решается простым дублированием аппаратной части. Поэтому основной проблемой является решение задачи для случая сравнения хотя бы фаз двух разных сигналов.

1. СЧЕТНЫЙ СПОСОБ ИЗМЕРЕНИЯ РАЗНОСТИ ФАЗ

Один из наиболее ранних вариантов измерения фазовых соотношений основан на измерении времени между соответствующими фронтами двух разных сигналов. Действительно, если, например, имеется два прямоугольных сигнала и1 и и2 на частоте /1= 1 МГц, то период таких сигналов равен Т = 1 / / = 1 мкс. Предположим, мы имеем сигнал образцовой частоты, равной /2 = 100 МГц. Можно в момент прихода фронта от сигнала и1 начать подсчет импульсов образцовой частоты, и прекратить этот подсчет в момент прихода фронта от сигнала иг. Тогда количество насчитанных импульсов даст информацию о разности фаз с дискретностью, соответствующей одному проценту от периода. Для повышения точности следует увеличивать образцовую частоту, что имеет свои ограничения. В данном примере образцовая частота выше 1 ГГц представляет значительную трудность, поэтому минимальная ошибка таких измерений составляет 0,1 %. Кроме того, возникают дополнительные трудности и источники погрешности в преобразовании гармонического сигнала в прямоугольный. Если же исходный сигнал содержит высокочастотные шумы, или амплитудную модуляцию, или смещение нуля, каждая из таких особенностей вносит свой вклад в погрешность, а в совокупности они могут вообще исключить возможность достоверного измерения.

Никакие технические решения не позволяют устранить принципиальные недостатки рассмот-

ренного выше счетного способа измерения разности фаз. Наличие шумов в сигнале приводит к сдвигу фаз. Прерывание сигнала даже на короткое время приводит к нарушению работы фазометра, что может дать ошибочный сдвиг на целый период или несколько периодов. Эти проблемы такого фазометра неустранимы, поскольку после преобразования гармонического сигнала в прямоугольные импульсы теряется много информации, содержащейся в исходном сигнале. В полученном прямоугольном сигнале информация содержится только во времени фронтов импульса, так как на его формирование влияет только момент пересечения входным сигналом уровня срабатывания компаратора или триггера. В исходном сигнале информации намного больше, она имеется также в форме этого сигнала.

2. ПРЕОБРАЗОВАНИЕ СИГНАЛА НА АЦП С ПОЛУЧЕНИЕМ РАЗНОСТНОЙ ЧАСТОТЫ

Как правило, при аналого-цифровом преобразовании сигнала требуется получение информации не только об амплитуде этого сигнала, но также и относительно его формы. Если преобразуется сигнал, изменяющийся по гармоническому закону, то для восстановления его формы требуется получение достаточно большого количества отсчетов на один период такого сигнала. Если мы точно знаем, что сигнал имеет гармоническую форму, то количество таких отсчетов может быть существенно уменьшено, так как при обработке результата можно использовать эти знания о форме сигнала.

Если осуществлять одно мгновенное измерение на один период частоты измеряемого сигнала, то на выходе получим константу, так как каждый раз измерение будет происходить в момент той же самой фазы входного сигнала. Если же равенство периода входного сигнала и периода измерений лишь приближенное, то в результате будем получать отсчеты разностной частоты. Этот метод позволяет каждый раз наиболее успешно измерять разность фаз между входным сигналом и сигналом опорной частоты, управляющей действием АЦП, после чего для вычисления разности фаз остается лишь вычесть полученные результаты измерения фаз каждого сигнала друг из друга. Поэтому далее будем рассматривать лишь работу одного канала измерения фазы.

Проиллюстрируем это на примере сигналов, получаемых при численном моделировании в программе

Рассмотрим гармонический сигнал с частотой, равной = 1 Гц. На Рис. 1 показан результат моделирования этого сигнала.

Этот сигнал изменяется по закону синуса от времени. Если задать сдвиг фазы на четверть периода, т.е. примерно на 1,59 с, то получим сигнал со сдвигом фазы на четверть периода,

который изменяется по закону косинуса от времени. Этот сигнал показан на Рис. 2.

01 23456789 10 Л те [зес)

Рис. 1. Результат моделирования гармонического сигнала в виде синуса от времени

О 1 2 3 4 6 6 7 8 9 10 Игле [5ес)

Рис. 2. Результат моделирования гармонического сигнала в виде косинуса от времени

0123456739 10 «Пте [зес)

Рис. 3. Совмещение двух графиков: по Рис. 1 и по Рис. 2

На Рис. 3 показаны оба сигнала в одних осях, что облегчает их сопоставление.

Если к сигналу добавляется помеха в виде высокочастотного сигнала, это искажает его форму. На Рис. 4 показан график сигнала с добавлением помехи, частота которой в 10 раз выше, а амплитуда в 10 раз меньше.

Если добавить низкочастотную помеху к сигналу, показанному на Рис. 1, то получим искажение, которое не слишком заметно при рассмотрении сигнала на интервале одного периода, как показано на Рис. 5. Для сравнения там же красным цветом дан исходный сигнал.

Если к исходному сигналу, показанному на Рис. 1 добавить постоянное смещение, например, на величину 0.1, то получим сигнал,

показанный на Рис. 6. Для сравнения там же красным дан исходный сигнал.

0 1 2 3 4 6 6 7 8 9 10 «Пте [ейс>

Рис. 4. График по Рис. 1 после добавления высокочастотной помехи

0123456789 10 Игле (эес)

Рис. 5. График по Рис. 1 после добавления низкочастотной помехи

1 2 3 4 6 6 7 8 9 10 «Ттле (зес)

Рис. 6. График по Рис. 1 после добавления постоянного смещения

Также сигнал может содержать высокочастотные шумы, как показано на Рис. 7. Если от исходного синусоидального сигнала брать строго один отсчет на период, то результат преобразования будет постоянным, в зависимости от фазовых соотношений между преобразуемым сигналом и сигналом, управляющим взятием отсчетов. В частности, если время взятия отсчета совпадает со временем положительного пересечения этим сигналом нулевого уровня, то каждый отсчет будет строго равен нулю. Если же частота взятия отсчета не в точности совпадает с частотой сигнала, то будем получать сигнал разностной частоты. При нулевой разности фаз и при рассмотрении

сигнала преобразования на интервале в 10 с этот сигнал почти все время будет нулевым. Если же увеличить время наблюдения этого сигнала, то можно увидеть разностную частоту. Соответствующий сигнал разностной частоты, полученный моделированием устройства выборки-хранения, которое имитирует работу АЦП, показан на Рис. 9.

0123466789 10 Игле [вес)

Рис. 7. График по Рис. 1 после добавления высокочастотного Гауссова шума

Если все указанные факторы действуют одновременно, то искаженный в результате сигнал показан на Рис. 8. Для сравнения исходный сигнал показан красной линией.

0 1 2 3 4 6 6 7 8 9 10 «Пте [зес)

Рис. 8. Сигнал при действии всех указанных выше помех

0 1000 2000 3000 4000 6000 8000 7000 8000 9000 10000 12000 «Пте (&ес)

Рис. 9. Результат получения отсчетов на частоте, близкой к частоте исходного сигнала: получается разностная частота

Если частоту взятия отсчетов сдвинуть на половину ее периода, то получим также сигнал разностной частоты, но он будет сдвинут по фазе на половину периода, то есть будет инвертирован по отношению к предыдущему

сигналу, как показано на Рис. 10. Этот сигнал также получен моделированием и именно по такому алгоритму.

0 1000 2000 3000 4-000 5000 6000 7000 8000 9000 10000 12000 Пте [зес)

Рис. 10. Результат получения отсчетов на частоте, близкой к частоте исходного сигнала: получается разностная частота после сдвига сигнала, управляющего работой УВХ (или АЦП) на половину периода

Как видим, указанные сигналы противоположны по величине. Если из первого сигнала вычесть второй, то получим сигнал с удвоенной амплитудой, как показано на Рис. 11.

0 1000 2000 3000 4000 5000 6000 7000 8000 9000 10000 12000 Пте [зес)

Рис. 11. Сигнал разностной частоты с удвоенной амплитудой, полученный вычитанием второго сигнала из первого

Если аналого-цифровому преобразованию подвергнуть сигнал, показанный на Рис. 8, результат преобразования будет зашумленным, как показано на Рис. 12. Гармонический сигнал можно различить, но его форма подвержена существенным искажениям. Кроме того, имеется постоянный сдвиг фазы.

Если использовать два результата преобразования, как сказано выше, и получить разностный сигнал, то результат действия смещения, высокочастотной помехи и низкочастотной помехи будут существенно подавлены. Останутся заметными только результаты воздействия высокочастотного шума, как показано на Рис. 13.

0 1000 2000 3000 4000 6000 6000 7000 8000 9000 10000 12000 Пте [зес)

Рис. 12. Результат преобразования сигнала, показанного на Рис. 8.

0 1000 2000 3000 4000 5000 6000 7000 8000 9000 10000 12000 Т1те (зес)

Рис. 13. Результат преобразования сигнала, показанного на Рис. 8, с использованием вычитания двух последовательностей

Далее будет показано, что при дальнейшем способе обработки сигнала высокочастотный шум не является слишком большой проблемой. Кроме того, отметим, что современные АЦП осуществляют фильтрацию. Покажем, что при отсутствии высокочастотных шумов эффект компенсации всех прочих видов помех весьма существенен.

На Рис. 14 показан результат работы только одного канала в случае действия всех видов помех, кроме шумов.

0 1000 2000 3000 4000 5000 6000 7000 8000 9000 10000 12000 «Пте (зес)

Рис. 14. Результат работы только одного канала в случае действия всех видов помех, кроме шумов

На Рис. 15 показан результат работы только второго канала, при этом результат инвертирован. На Рис. 16 показан результат вычитания этих сигналов.

0 1000 2000 3000 4000 5000 5000 7000 8000 9000 10000 12000 «Пгпе [5ес)

Рис. 15. Результат работы только второго канала, при этом результат инвертирован

Рис. 16. Результат вычитания этих сигналов

2. КОМПЕНСАЦИЯ ШУМОВ И ПРИВЕДЕНИЕ К ЕДИНОМУ МОМЕНТУ ОТСЧЕТА

Как мы увидели, беря один отсчет на период входной частоты, мы можем получить сигнал разностной частоты. С помощью двух отсчетов на период можем получить пару сигналов разностной частоты, сдвинутые по фазе друг относительно друга на половину периода. Сдвиг по фазе на половину периода равнозначен инвертированию. При этом постоянное смещение в каждом из сигналов одинаковое. Поэтому если из первой последовательности отсчетов вычесть попарно вторую последовательность отсчетов, то в результате входное смещение будет исключено из результата, а информативная компонента удвоится. Это наглядно иллюстрируют Рис. 1416. При этом на Рис. 14 и 15 показаны сигналы разностной частоты, полученные только из одного отсчета, а на Рис. 6 показан результат их вычитания. Видно, что устранено не только начальное смещение нуля, но также существенно подавлены шумы, и в особенности высокочастотная модуляция. Для наглядности на Рис. 17 все три графика даны в одних осях.

Обратим внимание на тот факт, что отсчеты были взяты в разные моменты времени, а их суммирование осуществлено без

соответствующего сдвига. Действительно, каждый четный отсчет был взят через половину периода после взятия предыдущего нечетного отсчета. Можно предложить внесение запаздывания на половину периода в первую

последовательность, после чего полученные две последовательности отсчетов суммировать. Проверим эффективность совмещения отсчетов по времени путем математического моделирования.

Рис. 17. Для наглядности графики, показанные ранее на Рис. 14-16 объединены

В ранее показанных графиках отсчеты взяты на интервалах, отстоящих друг от друга по времени на половину периода разностной частоты. Для совмещения их по времени следует ввести в первый канал такое же запаздывание, которое имеется во втором канале, а сложение осуществлять лишь после этого. В результате получится более адекватный сигнал. На Рис. 18 показана схема для моделирования такого способа обработки в программе Здесь блоки устройства

выборки-хранения, обозначенные символами £&Я, имитируют работу АЦП, а блоки с экспонентой внутри вносят запаздывание на величину, показанную на входном генераторе константы. В данном случае эта величина составляет 3,14 единиц. На Рис. 18а показана структура для моделирования без соответствующего запаздывания, а на Рис. 186 показана структура с внесением этого запаздывания.

Рис. 18. Структуры моделей для получения приведенных выше графиков: а) без запаздывания; 6) для с запаздыванием

i Не можете найти то, что вам нужно? Попробуйте сервис подбора литературы.

На Рис. 19 показан результат преобразования сигнала при малой разности фаз без компенсирующей задержки, а на Рис. 20 — тот же сигнал с введением компенсирующей задержки. На Рис. 21 даны оба эти графика в одних осях для наглядности.

Рис. 19. Результат преобразования сигнала при малой разности фаз без компенсирующей задержки (по Рис. 18а)

Рис. 20. Тот же сигнал, что и на Рис. 19, но с предварительным введением компенсирующей задержки (по Рис. 186)

Рис. 21. Совмещенные графики по Рис. 19 и 20

Видно, что привязка результатов преобразования к единому моменту эффективно подавляет некоторую часть помех.

3. НЕОБХОДИМОСТЬ И ВОЗМОЖНОСТЬ ПОЛУЧЕНИЯ ПАРЫ СИГНАЛОВ: КОГЕРЕНТНОГО И КВАДРАТУРНОГО

Путем сдвига времени преобразования на половину периода мы получили сдвиг преобразованного сигнала на ту же половину периода. Аналогично, вводя сдвиг на четверть и на три четверти периода, мы можем получить

сигналы разностной частоты с таким же сдвигом фаз. Аналогичным образом, вычитая один из другого, можно получить второй сигнал, который имеет сдвиг фаз на половину периода по отношению к ранее полученному сигналу.

Эта пара сигналов называется когерентным (синхронным) и квадратурным сигналами, соответственно, а в совокупности они называются аналитическим сигналом.

Аналитический сигнал можно трактовать как проекции вращающегося вектора на оси абсцисс и ординат, соответственно. В этом случае вычисление фазы осуществляется из простого геометрического соотношения. Фаза угла наклона вектора равна арктангенсу отношения квадратурной компоненты к когерентной, либо арккотангенсу обратного отношения.

Как видим, аналитический сигнал легко получается и легко использовать для вычисления фазы.

Проиллюстрируем это на сигналах, получаемых математическим моделированием.

Ранее, как показано на Рис. 17, получен когерентный сигнал разностной частоты. С помощью такой же модели, отличающейся только сдвигами фаз сигналов, подаваемых на УВХ, легко получить квадратурный сигнал. На Рис. 22 показаны два сигнала — когерентный и квадратурный. Разница между ними состоит только в сдвиге фаз моментов взятия отсчетов входной частоты, общий сдвиг второго канала по отношению к первому составляет четверть периода взятия частоты. Здесь в каждом канале использована компенсация запаздывания.

Теперь остается только когерентного и квадратурного сигналов измерить разность фаз.

Вместо вычисления арктангенсов, можно построить график изменения вектора аналитического сигнала в фазовой плоскости. Это достаточно наглядно иллюстрирует возможности определения фазы. Действительно, любая точка в фазовой плоскости отмечает текущее в данный момент времени положение конца вектора, который представлен своими проекциями и виде аналитического сигнала. Если начало координат соединить с этой точкой, получим сам вектор, а угол между этим вектором и осью абсцисс и есть искомая фаза. Преимущество такого представления состоит в том, что можно определять угол во всех четырех квадрантах, и даже в большем диапазоне, отслеживая поворот вектора. Если получаем круг (или при неравенстве масштабов по осям -эллипс), то это — идеальный результат обработки сигнала. Наличие шумов в сигнале даст некоторые отклонения графика от идеального круга. Это породит некоторые девиации вектора по длине и по углу его поворота, но если при подобных девиациях конец вектора не проходит через начало координат вследствие шумов, то измерение

фазы будет осуществляться непрерывно и без срывов слежения за фазой.

О 1000 2000 3000 4000 5000 6000 7000 8000 9000 10000 1200Г «Пте [зес)

Рис. 22. Два сигнала — когерентный и квадратурный (разность фаз между ними четверть периода)

На Рис. 23 показан фазовый портрет, полученный из этих сигналов. В этом случае один из сигналов откладывается по оси абсцисс, а другой — по оси ординат. На Рис. 24 показан такой же сигнал, полученный в присутствии шумов.

-2.5 -2 -1.5 -1 ,5 0 .5 1 1.5 2 2.5 3

Рис. 23. Фазовый портрет, полученный из сигналов, показанных на Рис. 22

-3 -2.5 -2 -1.5 -1 -.5 0 .5 1 1 5 2 2.5 3

На Рис. 25 показан такой же сигнал при еще большем увеличении шумов, а именно, в стандартное отклонение в два раза больше, чем на Рис. 24.

-3 -2 5 -2 -1.5 -1 -.5 0 .5 1 1 5 2 2.5 3

Рис. 25. Такой же сигнал при увеличении шумов в два раза больше, чем на Рис. 24

Из Рис. 25 видно, что измерение фазы было бы осуществлено без сбоев. Входной сигнал для этого случая показан на Рис. 26. Дальнейшее увеличение шумов вдвое также не приводит к срыву измерений, что видно из Рис. 27, где показан соответствующий фазовый портрет. Входной сигнал для этого случая показан на Рис. 28. Полученные в результате обработки сигналы в виде функций времени по отдельности, когерентная и квадратурная компоненты, показаны на Рис. 29. Это те же сигналы, что показаны на Рис. 27 в фазовой плоскости.

1.5 1 0 5 0 -.5 -1 0 -1.5

0 2 4 6 8 10 Пте [зес> 12

Рис. 26. Входной сигнал для случая фазового портрета, полученного на Рис. 25

Рис. 24. Такой же сигнал, полученный в присутствии шумов.

Рис. 27. Такой же сигнал при увеличении шумов в четыре раза больше, чем на Рис. 24.

Рис. 28. Входной сигнал для случая фазового портрета, полученного на Рис. 27

Рис. 29. Те же сигналы, что на Рис. 27, когерентный и квадратурный, но в виде функций времени

4. ЭФФЕКТИВНОЕ ПОДАВЛЕНИЕ АМПЛИТУДНОЙ МОДУЛЯЦИИ

Рассмотренный метод обработки сигналов очень эффективен для подавления амплитудной модуляции. Введем в исходный сигнал глубокую амплитудную модуляцию. Входной сигнал для этого случая показан на Рис. 30. На Рис. 31 показан результат обработки такого сигнала рассмотренным выше способом. Круг преобразовался в фигуру в виде незаконченной восьмерки. Как видим, это не мешает определить фазу. Если построить вектор из начала координат к каждой текущей точке этого

графика и проследить угол его поворота, то получим искомые изменения фазы входного сигнала. Если частоту фазовой модуляции удвоить, получим сигнал, показанный на Рис. 32, а результат его обработки показан на Рис. 33.

Рис. 30. Входной сигнал с глубокой амплитудной модуляцией

Рис. 31. Результат обработки сигнала, показанного на Рис. 30, в виде фазового портрета

Рис. 32. Увеличенная вдвое по частоте амплитудная модуляция

Рис. 33. Результат обработки сигнала, показанного на Рис. 32

На Рис. 34 показаны отдельно когерентная и квадратурная компоненты аналитического сигнала как функции времени.

О 1000 2000 3000 4000 5000 ЕООО 7000 8000 9000 10000 12000 Time [sec)

Рис. 34. Когерентная и квадратурная компоненты сигнала, показанного ранее на Рис. 34 в виде фазового портрета

Если частоту модуляции увеличить еще в 1,5 раза, получим результат, показанный на Рис. 35. Как видим, и здесь не будет происходить срыва восстановления фазы, поскольку вектор из начала координат к каждой точке графика можно провести достаточно надежно, неконтролируемого вращения такого вектора не может произойти.

Все выше перечисленные операции по модуляции делались в отсутствие шума. Если добавить шум, получим фазовый портрет, показанный на Рис. 36. Восстановление фазы по такому фазовому портрету будет вносить некоторый фазовый шум, но все же фатального срыва измерений не будет, так как зашумленный сигнал не доходит до точки начала координат.

Отметим, что начальный участок входа в режим измерений присутствует на всех графиках и не определяет точность системы, при обработке этот участок можно учесть, как вхождение в режим и исключить из результата. Обсуждаемый фазометр предназначен для непрерывной работы, поэтому необходимость накопления нескольких отсчетов для вхождения в режим не сказывается на функциональной полезности фазометра, такое имеет место только в первый момент включения.

Рис. 35. Результат обработки сигнала с увеличенной втрое частотой амплитудной модуляции

На Рис. 37 показан вид исходного сигнала, обработка которого дала фазовый портрет, приведенный на Рис. 36.

Рис. 36. Результат обработки сигнала с еще большей частотой амплитудной модуляцией и добавленными шумами: видно, что при этом методе обработки срыва фазы все равно не происходит, так как вращение вектора, направленного из центра координат к текущей точке, можно проследить безошибочно

1 00 .75 .50 .25 0 -.25

2 4 В 8 10 12 14 Time [sec) 16 18 20

Рис. 37. Соответствующий входной сигнал, по обработке которого построен сигнал изменения фазы, показанный на Рис. 36; амплитудная модуляция не видна вследствие малой длительности приведенного фрагмента

5. АППАРАТНАЯ ЧАСТЬ ФАЗОМЕТРА

Аппаратная часто фазометра, реализующего этот способ измерения фазы, предельно проста. Рис. 38 показывает упрощенную схему предлагаемого измерителя разности фаз.

АБС Clock «-( pulses 1-► ADC

Рис. 38. Упрощенная схема измерителя разности фаз

Устройство содержит лишь два аналого-цифровых преобразователя (АЦП) и

микроконтроллер. Микроконтроллер задает частоту работы АЦП, которая приблизительно (но не в точности) в четыре раза превышает частоту входного сигнала.

Этот фазометр работает следующим образом. В результате преобразования сигналов входной частоты / = 1 МГц с частотой преобразования /о = 4 МГц + а/ на выходах АЦП формируются сигналы разностной частоты а/. Наличие четырех отсчетов на период входной частоты позволяет раздельно вычислить когерентную и квадратурную компоненты сигнала разностной частоты, то есть синус и косинус. Это позволяет вычислить фазу этого сигнала как арктангенс отношения квадратурной компоненты к когерентной. Некоторая дополнительная теория этого преобразования позволяет более точно привязать получаемые отсчеты сигнала к единому времени, отличающемуся от фактического времени их получения. Также использование более сложной функции, чем арктангенс, позволяет восстановить фазу во всем диапазоне ее изменений всех четырех квадрантах.

Вычисления разности фаз могут быть осуществлены по простому алгоритму, который позволяет осуществлять быструю обработку потока данных.

Пусть первый сигнал имеет вид:

Ui(t) = aosm(2%fit + фО + n(t), (1)

где ао — амплитуда, / — частота, ф1 — фаза, n(t) -шум. Соответственно, второй сигнал имеет вид:

U2(t) = bosin(2kÎ2t + ф2) + m(t), (2)

с аналогичными обозначениями: b0 — амплитуда, f2 — частота, ф2 — фаза, m(t) — шум.

Фазометр должен измерять разность фаз этих сигналов Д^ , с наименьшим

вкладом в результат измерения всех мешающих факторов, таких, как ВЧ и НЧ аддитивный шум n(t) и m(t), амплитудная модуляция несущей частоты (изменение величин а0 и b0 во времени, то есть мультипликативный шум), смещение нулевого уровня.

Микроконтроллер формирует тактирующие сигналы U0 с точно известной частотой /0 ~ 4 f1, подаваемые на оба АЦП. Каждый из двух АЦП преобразует аналоговые входные сигналы в цифровые отсчеты с частотой преобразования /о, являющиеся численным значением величины входных аналоговых сигналов в моменты, соответствующие поступлению тактовых импульсов от микроконтроллера.

Каждый из АЦП формирует по четыре последовательности отсчетов входных сигналов. Каждые из четырех отсчетов используются для вычисления когерентной X и квадратурной Y компонент сигнала разностной частоты а/=/ —

/0. При этом фаза когерентной компоненты X равна разности фаз входного сигнала Щ (или и2) и виртуального опорного сигнала П*о, частота которого в четыре раза меньше, чем частота опорного сигнала По, а фаза по этой причине изменяется в четыре раза медленнее. Фаза квадратурной компоненты У отличается на п/2 от фазы когерентной компоненты. Частота следования отсчетов когерентной и квадратурной компонент на выходе каналов обработки равна /т = /о/4. Пара когерентной и квадратурной компонент называется аналитическим сигналом, для вычисления его фазы имеются простые соотношения. Микроконтроллер при необходимости дополнительно фильтрует эти отсчеты применением программного цифрового потокового фильтра. После такой фильтрации, микроконтроллер вычисляет фазы каждого из аналитических сигналов по известному соотношению:

Здесь а1ап2(Х, У) — стандартная функция, равная для | ^^ < \Х\ и шс&%(Х/у для

| ^^ > Х\. Эта функция определена на всем множестве . Если амплитуда сигнала не требуется, то вычислять достаточно только фазу по соотношению (4). Это соотношение позволяет устранить влияние амплитудной модуляции на результат вычисления фазы.

Каждый из каналов обработки вычисляет и формирует первую пару по первым восьми отсчетам входного сигнала, и далее вычисляет и формирует каждую последующую пару по каждым новым четырем отсчетам входного сигнала. Эпюры этих сигналов показаны на Рис. 39, где ыч — отсчеты АЦП первого канала, хщ и ущ — результаты вычислений разностей отсчетов АЦП первого канала.

Из эпюр видно, как работает устройство. Последовательно взятые отсчеты входного сигнала разбиваются на четыре последовательности, которые заполняются поочередно. Далее из первой

последовательности вычитается третья, а из второй последовательности вычитается четвертая. Получаемые в результате сигналы показаны ниже. Это — удвоенные отсчеты разностной частоты, соответственно, когерентный и квадратурный сигналы. Далее из них следует вычислять фазу в соответствии с соотношением (4). Два канала таких фазометров позволяют измерять разность фаз, поскольку в конце обработки получаемые результаты просто достаточно вычесть, один из другого.

Рис. 39. Условные эпюры сигналов в фазометре

Из Рис. 39 видно, что в полученных соотношениях не в полной мере осуществлена привязка результатов обработки к единым моментам времени. Действительно, если, например, величина х1 вычисляется из отсчетов м11 и м13, причем эти отсчеты берутся с одинаковыми коэффициентами, то результатом вычисления является среднее значение соответсвтуюшего сигнала, которое следует отнести к моменту времени, лежащему точно посередине интервала между этими отсчетами. Это отображено на Рис. 39 соответствующим размещением этого результата на оси времени.

Желательно, чтобы оба отсчета, были привязаны к одному и тому же моменту времени, если требуется измерять высокочастотную компоненту разности фаз. Для большинства применений высокочастотная компонента не требуется, поэтому рассмотренный фазометр может быть успешно применен во многих практических задачах. Если же требуется измерение высокочастотной компоненты, привязка к единой шкале времени необходима.

Предложенный метод обработки сигнала для фазовых измерений очень важен для таких применений, как обнаружение предвестников землетрясений путем непрерывного мониторинга лунно-солнечных приливных колебаний скальных пород, а также для мониторинга состояний дамб, мостов, плотин и других крупных инженерных сооружений с целью предотвращения техногенных катастроф [22-30].

[1] Гончаренко А.М., Васильев В.А., Жмудь В.А. Метод повышения чувствительности лазерных виброметров. Автометрия. 2003. Т. 39. № 2. С. 4347.

[2] Orlov V.A., Parushkin M.D., Tereshkin D.O., Fomin Yu.N., Zhmud V.A. The usability of the laser methods in monitoring of earth seismic dynamics. В сборнике: Proceedings RFBR and DST Sponsored «The 2-nd Russian-Indian Joint Workshop on Computational Intelligence and Modern Heuristics in Automation and Robotics» 2011. С. 176-183.

[3] Воевода А.А., Гончаренко А.М., Жмудь В.А. Фазометры для радиочастотных и лазерных измерителей перемещений и вибраций. ч.1. // Научный вестник НГТУ. 2009. — N 4(37). С.25-32.

[4] Воевода А.А., Гончаренко А.М., Жмудь В.А. Фазометры для радиочастотных и лазерных измерителей перемещений и вибраций. ч.2. // Научный вестник НГТУ. 2010. — N 1(38). С.35-74.

i Не можете найти то, что вам нужно? Попробуйте сервис подбора литературы.

[5] Бугров С.В., Жмудь В.А., Прохоренко Е.В., Гончаренко А.М. Методы и средства нановиброметрии. В сборнике: Актуальные проблемы электронного приборостроения материалы X Международная конференция: в 7 т. 2010. С. 119-123.

[6] Прохоренко Е.В., Бугров С.В., Жмудь В.А. Методы вибрационной диагностики состояния инженерных сооружений, конструкций и агрегатов. Сборник научных трудов Новосибирского государственного технического университета. 2010.№ 2 (60). С. 59-64.

[7] Borisov B.D., Goncharenko A.M., Vasiliev V.A., Zhmud V.A. Precise measurements of high-stable lasers radiation frequency and phase. В сборнике: Proceedings of SPIE — The International Society for Optical Engineering Seventh International Symposium on Laser Metrology Applied to Science, Industry, and Everyday Life. Editors: Y.V. Chugui,

S.N. Bagayev, A. Weckenmann, P.H. Osanna. Novosibirsk, 2002. С. 162-166.

[8] Voevoda A.A., Zhmud V.A., Goncharenko A.M., Gololobov V.I., Liapidevsky A.V. The use of modelling for the speed precision phase meter metrological attestation under the condition of the absence of primary standard measuring devices. В сборнике: Proceedings of the IASTED International Conference on Applied Simulation and Modelling, ASM 2009 18th IASTED International Conference on Applied Simulation and Modelling, ASM 2009. Palma de Mallorca, 2009. С. 160-164.

[9] Zhmud V., Liapidevskiy A. Real time digital superhigh accuracy vibrations measurements: methods, devices and mathematical modeling for the metrology. В сборнике: Proceedings of the IASTED International Conference on Modelling, Identification and Control 30th IASTED Conference on Modelling, Identification, and Control, AsiaMIC 2010. Сер. «Proceedings of the 30th IASTED Conference on Modelling, Identification, and Control, AsiaMIC 2010» Phuket, 2010. С. 343-347.

[10] Гончаренко А.М., Васильев В.А., Жмудь В.А. Фазометр с гетеродинным преобразованием частоты. Патент на изобретение RUS 2225012 19.04.2002

[11] Гончаренко А.М., Бугров С.В., Жмудь В.А. Мониторинг фазовых приращений прерывистого сигнала. Вестник Новосибирского государственного университета. Серия: Физика. 2007. Т. 2. № 1. С. 61-64.

[12] Жмудь В.А., Терешкин Д.О., Ляпидевский А.В., Захаров А.В., Гололобов В.И. Повышение быстродействия цифрового прецизионного фазометра. Сборник научных трудов Новосибирского государственного технического университета. 2011.№ 4 (66). С. 23-34.

[13] Гончаренко А.М., Жмудь В.А. Прецизионный высокочастотный фазометр для измерений нановибраций. Сборник научных трудов Новосибирского государственного технического университета. 2009.№ 1 (55). С. 92-98.

[14] Гончаренко А.М., Жмудь В.А., Лисовой Р.А., Ляпидевский А.В. Разработка радиочастотного измерителя перемещений. Сборник научных трудов Новосибирского государственного технического университета. 2011.№ 3. С. 83-88.

[15] Zhmud V.A., Goncharenko A.M. Modern problems of high-precision measurements of the phase differences. В сборнике: Труды XIII Международной научно-технической конференции актуальные проблемы электронного приборостроения. Proceedings: in 12 volumes. 2016. С. 314-318.

[16] Гончаренко А.М., Бугров С.В., Воевода А.А., Жмудь В.А. Метрологические испытания цифрового прецизионного фазометра. Сборник научных трудов Новосибирского государственного технического университета. 2009.№ 2 (56). С. 109-114.

[17] Жмудь В.А. Факторы, ограничивающие быстродействие цифрового фазометра с гетеродинным преобразованием частоты. Автоматика и программная инженерия. 2014. № 3 (9). С. 89-94.

[18] Жмудь В.А., Воевода А.А., Семибаламут В.М., Гончаренко А.М., Бугров С.В. Фазометр с гетеродинным преобразованием частоты. Патент РФ 2470312. Заявка от 2010-09-28. Опубликовано

http ://www. freepatent. ru/patents/2470312

[19] Zhmud V.A., Tereshkin D.O., Prokhorenko E.V., Liapidevskiy A.V. Precision fault-tolerant phase measurements for radio frequency and laser measurers of the super small displacements. В сборнике: Proceedings RFBR and DST Sponsored «The 2-nd Russian-Indian Joint Workshop on Computational Intelligence and Modern Heuristics in Automation and Robotics» 2011. С. 117-124.

[20] Жмудь В.А., Гончаренко А.М. Современные проблемы высокоточного измерения разностей фаз. В сборнике: Актуальные проблемы электронного приборостроения труды XII международной конференции: АПЭП-2014. 2014. С. 221-225.

[21] Zhmud V.A., Prokhorenko E.V., Liapidevskiy A.V. The problem of precision fault-tolerance phase measurements and its decision. В сборнике: Proceedings RFBR and DST Sponsored «The 2-nd Russian-Indian Joint Workshop on Computational Intelligence and Modern Heuristics in Automation and Robotics» 2011. С. 34-38.

[22] V.A. Orlov, M.D. Parushkin, D.O. Tereshkin, Yu.N. Fomin, V.A. Zhmud. The usability of the laser methods in monitoring of Earth seismic dynamics // Proceedings of DST-RFBR-Sponsored Second Indo-Russian Joint Workshop on Computational Intelligence and Modern Heuristics in Automation and Robotics. NSTU, Novosibirsk, Russia. 9th — 12th September 2011. Новосибирск, НГТУ. pp. 176-183.

[23] Orlov V.A., Tereshkin D.O., Fomin Yu.N., Zhmud V.A. The essence of the laser methods and optic setup structures for the monitoring of earth seismic dynamics. В сборнике: Proceedings RFBR and DST Sponsored «The 2-nd Russian-Indian Joint Workshop on Computational Intelligence and Modern Heuristics in Automation and Robotics» 2011. С. 76-82.

[24] Жмудь В.А., Терешкин Д., Ляпидевский А.В., Захаров А.В. Радиочастотный метод измерения сверхмалых перемещений и вибраций. Автоматика и программная инженерия. 2012. № 1 (1). С. 17-34.

[25] Жмудь В.А., Терешкин Д.О., Ляпидевский А.В., Захаров А.В. Модификация радиочастотного измерителя малых перемещений и вибраций. Сборник научных трудов Новосибирского государственного технического университета. 2012.№ 2 (68). С. 43-56.

[26] Жмудь В.А., Гололобов В.И., Ляпидевский А.В. Измеритель линейных перемещений. Патент на полезную модель RUS 87252 28.05.2009

[27] Жмудь В.А., Терешкин Д.О., Ляпидевский А.В., Захаров А.В. Перспективы развития высокоточной метрологии перемещений и вибраций: опыт взаимодействия с вузами. Вестник академии военных наук. 2012. № 3 (40). С. 103-108.

[28] Zhmud V., Tereshkin D. Modification of software for the control of laser measurer of super small deformations. В сборнике: 8th International Forum on Strategic Technology 2013, IFOST 2013 -Proceedings 2013. С. 260-264.

[29] V.A. Zhmud, V.M. Semibalamut, L.V. Dimitrov, Yu.N. Fomin. Optoelectronic intellectual systems for monitoring of Earth seismic dynamics: results and developing directions. 16th International Multidisciplinary Scientific GeoConference CGEM 2016. Conference proceedings. Book 1. Dcience and Technologies in Geology, Ecploration and Mining.

Volume III. P. 567-574. ISSN 1314-2704. DOI: 10.5593/sgem2016B13. URL: www.sgem.org. [30] V.A. Zhmud, V.M. Semibalamut, L.V. Dimitrov, D.O. Tereshkin. Software structure for the laser sensor of the Earth crust Lunar-Solar tide deformations. 16th International Multidisciplinary Scientific GeoConference CGEM 2016. Conference proceedings. Book 1. Dcience and Technologies in Geology, Ecploration and Mining. Volume III. P. 615-622. ISSN 1314-2704. DOI: 10.5593/sgem2016B13. URL: www.sgem.org.

Improving the Accuracy and Reliability of Measuring the Phase Difference

VADIM ZHMUD, VLADIMIR SEMIBALAMUT, LUBOMIR DIMITROV

Abstract: Measurements of the phase differences of electrical signals are extremely important for metrology. The most accurate measurements are electrical measurements, and the most accurate of electrical measurements are frequency measurements. Indeed, such measurements were previously carried out by the method of counting the number of pulses per unit of time, and this method was the most reliable, less subject to interference and other distortions during processing, transmission and transformation of such a signal in comparison with all other electrical measurements. Therefore, traditionally, scientists for the most accurate sensors of non-electric values have sought to make on the basis of devices that convert these values into frequency. Laser measurement methods are also fundamentally constructed on this principle, in which the measured values are converted into increments of frequencies or phases. Measurements of phase differences are more new and accurate ones in comparison with frequency measurements. Traditional methods of phase measurements are not precise enough; therefore, it is extremely important to develop new methods based on other principles. The paper deals in detail with a new method for measuring phase differences with the highest accuracy. This method is illustrated by examples of signals obtained by numerical modeling.

Key words: phase difference measurement, digital signal processing, simulation, phase meter, metrology, error, accuracy, measurement noise, modulation, offset, interference

[1] Goncharenko A.M., Vasil’ev V.A., Zhmud’ V.A. Metod povyshenija chuvstvitel’nosti lazernyh vibrometrov. Avtometrija. 2003. T. 39. № 2. S. 4347.

[2] Orlov V.A., Parushkin M.D., Tereshkin D.O., Fomin Yu.N., Zhmud V.A. The usability of the laser methods in monitoring of earth seismic dynamics. V sbornike: Proceedings RFBR and DST Sponsored «The 2-nd Russian-Indian Joint Workshop on Computational Intelligence and Modern Heuristics in Automation and Robotics» 2011. S. 176-183.

[3] Voevoda A.A., Goncharenko A.M., Zhmud’ V.A. Fazometry dlja radiochastotnyh i lazernyh izmeritelej peremeshhenij i vibracij. ch.1. // Nauchnyj vestnik NGTU. 2009. — N 4(37). S.25-32.

[4] Voevoda A.A., Goncharenko A.M., Zhmud’ V.A. Fazometry dlja radiochastotnyh i lazernyh izmeritelej peremeshhenij i vibracij. ch.2. // Nauchnyj vestnik NGTU. 2010. — N 1(38). S.35-74.

[5] Bugrov S.V., Zhmud’ V.A., Prohorenko E.V., Goncharenko A.M. Metody i sredstva nanovibrometrii. V sbornike: Aktual’nye prob-lemy jelektronnogo priborostro-enija materialy X Mezhdunarodnaja konferencija: v 7 t. 2010. S. 119123.

[6] Prohorenko E.V., Bugrov S.V., Zhmud’ V.A. Metody vibracionnoj diagnostiki sostojanija inzhenernyh sooruzhenij, konstrukcij i agregatov. Sbornik nauchnyh trudov Novosibirskogo gosudarstvennogo tehnicheskogo universiteta. 2010.№ 2 (60). S. 59-64.

[7] Borisov B.D., Goncharenko A.M., Vasiliev V.A., Zhmud V.A. Precise measurements of high-stable lasers radiation frequency and phase. V sbornike: Proceedings of SPIE — The International Society for Optical Engineering Seventh International Symposium on Laser Metrology Applied to Science, Industry, and Everyday Life. Editors: Y.V. Chugui, S.N. Bagayev, A. Weckenmann, P.H. Osanna. Novosibirsk, 2002. S. 162-166.

[8] Voevoda A.A., Zhmud V.A., Goncharenko A.M., Gololobov V.I., Liapidevsky A.V. The use of modelling for the speed precision phase meter metrological attestation under the condition of the absence of primary standard measuring devices. V sbornike: Proceedings of the IASTED International Conference on Applied Simulation and Modelling, ASM 2009 18th IASTED International Conference on Applied Simulation and Modelling, ASM 2009. Palma de Mallorca, 2009. S. 160-164.

[9] Zhmud V., Liapidevskiy A. Real time digital superhigh accuracy vibrations measurements: methods, devices and mathematical modeling for the metrology. V sbornike: Proceedings of the IASTED International Conference on Modelling, Identification and Control 30th IASTED Conference on Modelling, Identification, and Control, AsiaMIC 2010. Ser. «Proceedings of the 30th IASTED Conference on Modelling, Identification, and Control, AsiaMIC 2010» Phuket, 2010. S. 343-347.

[10] Goncharenko A.M., Vasil’ev V.A., Zhmud’ V.A.

Fazometr s geterodinnym preobrazovaniem chastoty.

Patent na izobretenie RUS 2225012 19.04.2002

[11] Goncharenko A.M., Bugrov S.V., Zhmud’ V.A. Monitoring fazovyh prirashhenij preryvistogo signala. Vestnik Novosibirskogo gosudarstvennogo universiteta. Serija: Fizika. 2007. T. 2. № 1. S. 61-64.

[12] Zhmud’ V.A., Tereshkin D.O., Ljapidevskij A.V., Zaharov A.V., Gololobov V.I. Povyshenie bystrodejstvija cifrovogo precizionnogo fazometra. Sbornik nauchnyh trudov Novosibirskogo gosudarstvennogo tehnicheskogo universiteta. 2011.№ 4 (66). S. 23-34.

[13] Goncharenko A.M., Zhmud’ V.A. Precizionnyj vysokochastotnyj fazometr dlja izmerenij nanovibracij. Sbornik nauchnyh trudov Novosibirskogo gosudarstvennogo tehnicheskogo universiteta. 2009.№ 1 (55). S. 92-98.

[14] Goncharenko A.M., Zhmud’ V.A., Lisovoj R.A., Ljapidevskij A.V. Razrabotka radiochastotnogo izmeritelja peremeshhenij. Sbornik nauchnyh trudov

Novosibirskogo gosudarstvennogo tehnicheskogo universiteta. 2011.№ 3. S. 83-88.

[15] Zhmud V.A., Goncharenko A.M. Modern problems of high-precision measurements of the phase differences. V sbornike: Trudy XIII Mezhdunarodnoj nauchno-tehnicheskoj konferen-cii aktual’nye problemy jelektronnogo pribo-rostroenija. Proceedings: in 12 volumes. 2016. S. 314-318.

[16] Goncharenko A.M., Bugrov S.V., Voevoda A.A., Zhmud’ V.A. Metrologicheskie ispytanija cifrovogo precizionnogo fazometra. Sbornik nauchnyh trudov Novosibirskogo gosudarstvennogo tehnicheskogo universiteta. 2009.№ 2 (56). S. 109-114.

[17] Zhmud’ V.A. Faktory, ogranichivajushhie bystrodejstvie cifrovogo fazometra s geterodinnym preobrazovaniem chastoty. Avtomatika i programmnaja inzhenerija. 2014. № 3 (9). S. 89-94.

[18] Zhmud’ V.A., Voevoda A.A., Semibalamut V.M., Goncharenko A.M., Bugrov S.V. Fazometr s geterodinnym preobrazovaniem chastoty. Patent RF 2470312. Zajavka ot 2010-09-28. Opublikovano 20.12.2012. URL: http : //www. freepatent.ru/patents/2470312

[19] Zhmud V.A., Tereshkin D.O., Prokhorenko E.V., Liapidevskiy A.V. Precision fault-tolerant phase measurements for radio frequency and laser measurers of the super small displacements. V sbornike: Proceedings RFBR and DST Sponsored «The 2-nd Russian-Indian Joint Workshop on Computational Intelligence and Modern Heuristics in Automation and Robotics» 2011. S. 117-124.

[20] Zhmud’ V.A., Goncharenko A.M. Sovremennye problemy vysokotochnogo izmerenija raznostej faz. V sbornike: Aktual’nye problemy jelektronnogo priborostroenija trudy XII mezhdunarodnoj konferencii: APJeP-2014. 2014. S. 221-225.

[21] Zhmud V.A., Prokhorenko E.V., Liapidevskiy A.V. The problem of precision fault-tolerance phase measurements and its decision. V sbornike: Proceedings RFBR and DST Sponsored «The 2-nd Russian-Indian Joint Workshop on Computational Intelligence and Modern Heuristics in Automation and Robotics» 2011. S. 34-38.

[23] Orlov V.A., Tereshkin D.O., Fomin Yu.N., Zhmud V.A. The essence of the laser methods and optic setup structures for the monitoring of earth seismic dynamics. V sbornike: Proceedings RFBR and DST Sponsored «The 2-nd Russian-Indian Joint Workshop on Computational Intelligence and Modern Heuristics in Automation and Robotics» 2011. S. 76-82.

[24] Zhmud’ V.A., Tereshkin D., Ljapidevskij A.V., Zaharov A.V. Radiochastotnyj metod izmerenija sverhmalyh peremeshhenij i vibracij. Avtomatika i programmnaja inzhenerija. 2012. № 1 (1). S. 17-34.

[25] Zhmud’ V.A., Tereshkin D.O., Ljapidevskij A.V., Zaharov A.V. Modifikacija radiochastotnogo izmeritelja malyh peremeshhenij i vibracij.

Sbornik nauchnyh trudov Novosibirskogo gosudarstvennogo tehnicheskogo universiteta. 2012.№ 2 (68). S. 43-56.

[26] Zhmud’ V.A., Gololobov V.I., Ljapidevskij A.V. Izmeritel’ linejnyh peremeshheniJ. Patent na poleznuju model’ RUS 87252 28.05.2009

[27] Zhmud’ V.A., Tereshkin D.O., Ljapidevskij A.V., Zaharov A.V. Perspektivy razvitija vysoko-tochnoj metrologii peremeshhenij i vibracij: opyt vzaimodejstvija s vuzami. Vestnik akademii voennyh nauk. 2012. № 3 (40). S. 103-108.

[28] Zhmud V., Tereshkin D. Modification of software for the control of laser measurer of super small deformations. V sbornike: 8th International Forum on Strategic Technology 2013, IFOST 2013 -Proceedings 2013. S. 260-264.

[30] V.A. Zhmud, V.M. Semibalamut, L.V. Dimitrov, D.O. Tereshkin. Software structure for the laser sensor of the Earth crust Lunar-Solar tide deformations. 16th International Multidisciplinary Scientific GeoConference CGEM 2016. Conference proceedings. Book 1. Dcience and Technologies in Geology, Ecploration and Mining. Volume III. P. 615-622. ISSN 1314-2704. DOI: 10.5593/sgem2016B13. URL: www.sgem.org.

Вадим Аркадьевич Жмудь —

Автоматики НГТУ, профессор, доктор технических наук. E-mail: oao nips@bk.ru

Семибаламут — директор Сибирского филиала Геофизической Службы СО РАН, кандидат физико-математических наук, автор более 100 научных статей и более 10 патентов. Область интересов включает автоматизацию научных экспериментов, лазерную физику, геофизику, программ-мное обеспечение, оптимизацию, системы сбора и обработки данных.

Любомир Ванков Димитров —

проректор Технического университета Софии (София, Болгария), доктор наук, профессор, автор более 200 научных статей. Область исследований: мехатроника, автоматика, микроэлектронные модули и системы и их применение (MEMS). E-mail: lubomir dimitrov@tu-sofia.bg

Влияние частоты сигнала на энергетику радиолинков в свободном пространстве

Что меняется при изменении применяемого диапазона частот в радиосвязи – не всегда корректно могут сформулировать даже опытные радиолюбители. С одной стороны формула передачи Фрииса крайне проста, и обсуждать, казалось бы, нечего. С другой стороны, в этой формуле кроме явного упоминания длины волны λ, она неявно скрыта в других коэффициентах. Есть много утверждений, заметок и статей, что с более высокими частотами энергетика радиолинков хуже, не меньше есть и статей «разоблачений мифа» — мол ничем высокие частоты не хуже, учите матчасть.

Оба утверждения верны, причем верно и третье – с повышением частоты энергетика линка может значительно улучшаться. Всё зависит от сценария применения (накладываемых ограничений).

Любая передача информации, не только с помощью радиоволн, а и любых других волн (звуковых, ЭМ волн более высоких частот – т.е. света, гравитационных волн) может происходить в 3 сценариях:

Всенаправленное излучение и всенаправленный прием энергии.
Направленное (секторное, узколучевое) излучение и всенаправленный прием
Направленное излучение и направленный прием

В первом случае ни одна из сторон не знает местоположение в пространстве второй стороны, или не имеет средств наведения своих антенн на корреспондента.

К такому сценарию относятся практически все виды раций (военные, гражданские, авиационные), бытовые устройства (WiFi, Bluetooth, радиотелефоны, IoT, беспроводные сенсоры, телематика, брелки-отмычки), связь между спускаемым зондом и его космической станцией. Антенны обоих подвижных корреспондентов должны быть всенаправленными (изотропными) или близкими к ним.

Во втором случае, если одна из сторон стационарная и вероятное местоположение подвижного корреспондента ограничено некоторым сектором пространства – на стационарной стороне возможно применение направленной антенны, которая концентрирует энергию в избранном направлении, формируя луч (beam). Абонент подвижен, ни своего местоположения, ни положение базовой станции он не знает (или не имеет средств наведения антенн).

К такому сценарию относятся все виды обслуживания, когда стационарная базовая станция обслуживает подвижных абонентов (сотовая связь, репитеры для военных или гражданских раций, телерадиовещание на подвижных абонентов, спутниковая связь с подвижными абонентами, наземные станции космической связи обслуживающие высокоподвижные космические зонды). Антенна базовой станции имеет умеренную направленность и формирует луч для обслуживания желаемой зоны пространства. В идеале в любой точке зоны обслуживания на одинаковом расстоянии R от базы будет одинаковая плотность потока энергии Вт/м2. Антенна подвижного корреспондента должна быть всенаправленная (изотропная).

В третьем случае, если обе стороны знают о расположении другой стороны и имеют возможность направить туда свои антенны – можно существенно сэкономить энергию или увеличить скорость связи при тех же затратах энергии, за счет концентрации луча в пространстве.

К такому сценарию относятся все стационарные линии точка-точка: радиорелейные, WiFi точка-точка, радиолюбительская связь между 2 абонентами использующими направленные антенны; малоподвижные абоненты с возможностью точного позиционирования антенн на корреспондента (наземная станция космической связи и космическая станция с сервоприводами направленных антенн или двигателями позиционирования всей станции с жестко прикрепленной направленной антенной; перспективные модемы 5G mmWave или StarLink Илона Маска с автоматической настройкой луча активной фазированной решеткой АФАР; перспективные massive-MIMO модемы и базовые станции 4G/5G использующие большое количество антенн как АФАР)

Вернемся к формулам Фрииса

Здесь r (receiver) и t (transmitter) относятся к приемной и передающей антеннам, Pr/Pt – соотношение мощности на клеммах приемной антенны к мощности на передающей (больше – лучше), d – расстояние в тех же единицах измерения что и λ (например, в метрах)

Апертура антенны A (то же что «Эффективная/действующая площадь») связана с диаграммой направленности (ДН) антенны и её КНД (D = Directivity):

Для антенны в режиме приема эффективная площадь антенны (используется также термин эффективная поверхность антенны) характеризует способность антенны собирать (перехватывать) падающий на неё поток мощности электромагнитного излучения и преобразовывать этот поток мощности в мощность на нагрузке.

Независимо от типа и конструкции антенны, её апертура A и направленность D связаны математически через длину волны.

У всенаправленной (изотропной) антенны D=1 (0 dBi). Идеального изотропного излучателя на практике не существует, наиболее близким аналогом является обычный полуволновый диполь, у которого D ~1.64 (2.15 dBi)

Сравним апертуру полуволнового диполя (или его аналога – четвертьволновый штырь с противовесом), у которого КНД = 2.15 dBi

Передающая антенна во всех диапазонах формирует одинаковую, близкую к сферической, диаграмму излучения. Плотность потока мощности Вт/м 2 от всех источников на одинаковом расстоянии R будет одинаковая.

Но поскольку апертура приемной (тоже всенаправленной) антенны отличается на порядки, то и количество собранной энергии из той же плотности потока будет сильно отличаться.

Возьмем некий абстрактный канал связи, в котором мощность передатчика TX=1W, а чувствительность приемника -101 dBm (2 мкВ при 50 Ом нагрузке). В открытом пространстве (препятствия, поглощения, отражения, помехи здесь не рассматриваем), дальность связи составит:

В открытом пространстве (пока дальность не ограничена видимостью), увеличение частоты в 2 раза увеличивает требования к мощности передатчика в 4 раза. При одинаковой мощности передатчика, увеличение частоты в 2 раза снижает дальность тоже в 2 раза.

Именно этот эффект является доминирующим для объяснения, почему:

CDMA/LTE-450 дальнобойнее за GSM-900, который в свою очередь дальнобойнее за GSM-1800.
WiFi-2400 дальнобойнее за WiFi-5400
Рации 27-40 МГц дальнобойнее за 144-174, которые в свою очередь дальнобойнее за 433-470

В сценарии №2, если на одной стороне разрешено использовать малонаправленную (секторную) антенну ситуация точно такая же как и в сценарии №1, только мощность передатчика может быть уменьшена на усиление антенны базовой станции. Поскольку требуемый сектор обслуживания не зависит от частоты, то направленность антенны БС нужна одинаковая (апертура антенны БС при этом конечно будет разной на разных диапазонах). При направленности БС 12 dBi (на 10 dB или в 10 раз больше чем у диполя 2 dBi) – выигрыш в мощности составит 10 dB (10 раз), дальность связи на мобильного абонента может быть такая же, как в предыдущей таблице, но уже при TX=0.1W. Для 5400 МГц она опять составит 25.7 км, а для 27 МГц – 5142 км.

В сценарии №3 возможны очень различные комбинации решений.

Если отбросить конструктивные ограничения и сложности, то при равной площади (апертуре) обоих антенн направленность обоих антенн D_r и D_t пропорциональна квадрату частоты. Поэтому эффективность приемной антенны останется неизменной (из одного и того же потока плотности Вт/м 2 будет извлечена одинаковая мощность на клеммах, независимо от частоты), а направленность передающей антенны увеличится пропорционально квадрату частоты. При увеличении частоты в 2 раза, луч станет тоньше в 4 раза, плотность потока Вт/м 2 в направлении на абонента увеличится в 4 раза.

При равных ограничениях на габариты/вес антенн, более высокие частоты более выгодны энергетически.

На практике же реализовать такое фундаментальное преимущество не так просто.

К антеннам с фиксированной частотно-независимой апертурой относятся только зеркальные параболические антенны. Количество энергии, которое собирает такое зеркало, не зависит от частоты, а луч диаграммы направленности становится более тонким с ростом частоты.
Но сложность в производстве параболической антенны заданного диаметра зависит не только от диаметра. Чем более высокая частота, тем более высокие требования к точности поверхности зеркала и более высокие требования к точности позиционирования и вообще жесткости всей конструкции.

С другими, незеркальными антеннами, ситуация намного сложнее. Все конструкции таких антенн могут быть описаны в частотно-независимых размерах (в лямбдах) и имеют фиксированную диаграмму направленности, присущую этому типу антенн, которая не зависит от выбранной частоты проектирования. Иными словами, например 7-элементная антенна волновой канал (Уда-Яги) будет иметь одинаковую диаграмму направленности и усиление ~10 dBi независимо на какую частоту её рассчитать: на 30 МГц или на 3000 МГц. Во втором случае её апертура будет в 10 000 раз меньше. Просто так, взять и увеличить размеры какого-то типа антенн чтобы увеличить апертуру – нельзя. Добавление каких-либо пассивных (паразитных) структур добавляет направленности очень незначительно (по сравнению с ростом габаритов) и лишь до небольших значений порядка 16 dBi (40 раз).

Дальнейшее повышение апертуры, которое соответствует направленности более 16 dBi на практике возможно только соединением многих антенн в ФАР (фазированную антенную решетку). Теоретически удвоение количества элементов в решетке может увеличивать апертуру в 2 раза, т.е. формировать в 2 раза более тонкий луч с усилением +3 dB. Но практически построение таких ФАР сопряжено с большими трудностями: сигнал от единого источника надо согласованными (по волновому сопротивлению) волноводами синфазно доставить к каждому из N элементов решетки.

Для небольшого количества элементов, например 2х2, 2х4, 3х3 такая задача решаема, а для бОльшего количества элементов она настолько сложна, что всегда проигрывает зеркальным параболическим антеннам, с помощью которых легко создается направленность 20-40 dBi, а в больших проектах (как наземные станции дальней космической связи) достигает 70 dBi (усиление параболической антенны диаметром 70 метров на частоте 5885 МГц).

Для примера рассчитаем дальность связи линии «точка-точка» с TX=1W, чувствительностью -101 dBm с парой параболических антенн диаметром D=1 метр и эффективностью использования апертуры k=60% (типичное значение для современных облучателей зеркала)

Для расчета КНД параболического зеркала воспользуемся формулой:

Увеличение частоты в 2 раза увеличивает дальность в 2 раза или позволяет применить на одной из сторон антенну с диаметром апертуры меньше в 2 раза, или с каждой стороны уменьшить диаметр антенны в SQRT(2) ~ 1,4 раза.

Требования к точности наведения луча (юстировки антенны на абонента) тоже растут пропорционально квадрату частоты.

В этой статье мы НЕ рассматриваем вообще другие вопросы, такие как отражение, дифракция, рефракция, поглощение в газах, препятствиях, атмосфере, ионосфере, шумовая и помеховая обстановка

Выводы

Повышение частоты радиосвязи может давать как преимущества так и недостатки в зависимости от сценария применения (техзадания).

В условиях подвижной безподстроечной связи низкие частоты более выгодны, т.к. апертура всенаправленной антенны пропорциональна квадрату длины волны. Увеличение длины волны в 2 раза увеличивает апертуру антенны в 4 раза. Это дает возможность или увеличить дальность в 2 раза (в условиях видимости и ограничения дальности связи по энергетическому бюджету) или снизить мощность передатчика в 4 раза при прочих равных.

По этой причине военные ранцевые, автомобильные и танковые рации продолжают проектироваться на самый низ диапазона УКВ – от 27 до 50 МГц, в то время как гражданская и коммерческая связь неумолимо осваивает всё более высокие частоты.

Полуволновый диполь (или четвертьволновый штырь с противовесом) на низких частотах более крупные, что является с одной стороны недостатком. С другой стороны именно этот недостаток и позволяет собирать из пространства больше энергии.

В условиях линий точка-точка низкие частоты тоже более выгодны во всех случаях, кроме применения параболических антенн с фиксированной апертурой. Для антенн с одинаковой направленностью апертура убывает пропорционально квадрату роста частоты. При росте частоты в 2 раза, размеры антенны того же типа уменьшаются в 2 раза (в каждом измерении, т.е. объем уменьшается в 8 раз), но расплатой за этой является снижение в 4 раза апертуры такой антенны.

А вот в линиях «точка-точка» с параболическими антеннами – наоборот переход на более высокие частоты позволяет при тех же диаметрах зеркала улучшать энергетический бюджет в 4 раза при росте частоты в 2 раза. Повышение частоты в 2 раза позволяет:

при прочих равных увеличить дальность в условиях видимости в 2 раза
при той же дальности уменьшить мощность излучения в 4 раза
при прочих равных увеличить в 4 раза скорость линии

Расплатой за такое повышение являются повышенные требования к прецизионности изготовления, как самой антенны, так и механизма наведения (юстировки) на абонента.

Как очень просто удвоить частоту импульсов

nedoPC.org

Каталог радиолюбительских схем

© Каталог радиолюбительских схем

Все права защищены. Радиолюбительская страница. Перепечатка разрешается только с указанием ссылки на данный сайт.

ПОВЫШЕНИЕ ТОЧНОСТИ И НАДЕЖНОСТИ ИЗМЕРЕНИЯ РАЗНОСТИ ФАЗ Текст научной статьи по специальности «Электротехника, электронная техника, информационные технологии»

Текст научной работы на тему «ПОВЫШЕНИЕ ТОЧНОСТИ И НАДЕЖНОСТИ ИЗМЕРЕНИЯ РАЗНОСТИ ФАЗ»

Влияние частоты сигнала на энергетику радиолинков в свободном пространстве

Вернемся к формулам Фрииса

Выводы

Добавить комментарий Отменить ответ

Все права защищены. Радиолюбительская страница.
Перепечатка разрешается только с указанием ссылки на данный сайт.